以下两个示例讨论了低噪声放大器的设计包括噪声系数、可用增益、和 VSWR等参数的设计。

设计示例1：

设计要求：AT-41470（低噪声硅 BJT）在 4 GHz、Vce=8V、Ic=10 mA 时的 S 参数和噪声参数为

S₁₁=0.6∠146° ；Fmin=3dB

S₁z=0.085∠62° ；Γopt =0.45|-150

S=1.97∠32° rn=0.2

S2=0.52∠- 63°

设计 (VSWR)in<1.8 的低噪声放大器。

设计解答：

该晶体管在 4 GHz 下无条件稳定，因为 K = 1.172 ，且 |Δ|= 0.151。

从 下面的方程：

可以看出，同时共轭匹配终端为 ΓMs=0.824∠-147.81° 且 Γmu=0.791∠60.45°； 且 GAmax = 11.15 dB。

图1（a）

图1（b）

图1（c）

图1，(a)噪声系数、可用增益和(VSWR)m之间的权衡； (b)在(a)所示的Is值处计算E Ga 和(VSWR)m；(c)低噪声放大器的框图。

在图1（a） 中Γopt 和Γms 的值，以及位于从 Γopt 到 Γms 绘制的直线上的其他三个 Γs 值。在图 1（b）中，我们列出了 Γs 的结果值。 噪声、(VSWR)in 和 Ga 的 Γs 值如图 图1（a）所示。

检验图1（b）表明，当Γs=0.64∠148.2°时，可以达到(VSWR)in<1.8的低噪声设计目标。事实上，采用这个Γs值，噪声系数与Fmin相比仅高出0.25 dB ，增益GA=10.64 dB仅比Ga,max低0.51 dB，并且(VSWR)in=1.78的值比Γopt处的(VSWR)in值2.69提高了33.83%。低噪声放大器的电路框图如图1（c）所示。

设计示例2：

在 f=6 GHz 的三种不同最佳偏置设置下测量的 GaAs FET 的散射和噪声参数为：

最小噪声系数（VDS=3.5V，IDS=15%IDSS）：

S11=0.674∠-152°; Fmin =2.2 dB

S12=0.075∠6.2 ; Γopt=0.575∠138°

S21=1.74∠36.4°; Rn=6.64 Ω

S22=0.6 ∠-92.6°

线性功率输出（VDS=4V，IDS=50%IDSS）

S11=0.641∠-171.3°; Fmin =2.9 dB

S12=0.057∠ 16.3° ; Γopt =0.542|141

S21=2.058∠28.5° ; Rn=9.42 Ω

S22=0.572∠-95.7°

最大增益（VDS=4V，IDS=100%IDSS）：

S11=0.614∠- 167.4

S12=0.046∠65°

S21=2.187∠32.4°

S22=0.716∠-83°

请设计一个具有良好交流性能的微波晶体管放大器。

设计解答：

三种偏置设置分别是最小噪声系数、线性功率输出和最大增益。从给出的数据可以看出，对于该晶体管，在 VDS = 3.5 V 和 IDS=15%IDSS的偏置设置下获得最低的最小噪声系数。Γs=Γopt =0.575∠138°。通过设置 VDS=4 V 和 IDS=50%IDSS（即 A 类操作的最佳偏置点）可以获得更大的输出功率。在此 Q 点，最小 Γs=Γopt=0.542 ∠141° 时获得 2.9 dB 的噪声系数。最大输出功率是通过将晶体管偏置在 IDS=100%IDSS 处获得的。由于在IDS=100%IDSS时噪声恶化非常显著，因此没有给出该偏置点的噪声参数数据 。因此，对于低噪声设计来说，IDS=100%IDSS是一个非常糟糕的 Q 点选择。

图2

【图 2 线性输出偏置点（VDS=4 V 和 IDS=50%IDSS）处的最小噪声系数设计、同时共轭匹配设计和最大输出功率设计的Γs、ΓL、F、GA 和 P1dB 值】；

图3，噪声系数、功率增益和 VSWR 之间的权衡。

图4，噪声系数、功率增益和 VSWR 之间的权衡。

有四个交流性能必须考虑：噪声系数、可用功率增益、功率输出以及输入和输出 VSWR。线性功率输出偏置点（VDS=4 V 和 IDS=50%IDSS）在 最小噪声系数偏置点和最大增益偏置点之间获得了较好的折中。在线性功率输出偏置点，针对三种不同的设计目标计算Γs、ΓL、F、GA 和 P1dB的值（见图 2），即 对于最小噪声系数设计，对于同时共轭匹配设计，对于最大输出功率设计等三种不同的设计目标。P1dB是 1-dB 压缩点处的输出功率。在 1 dB 压缩点测量的输出功率性能是通过实验测量的，并在图中给出。输出功率的数据是在输入功率驱动为 8.3 dBm 时获取的。

图 5（a）

5（b）

【图5，(a)εff=1 时放大器的ac交流原理图；(b)具有两个不同直流dc偏置网络的微带布局。】

Γs=Γms 时输入 VSWR 为 1，Γs=Γopt 时 (VSWR)in=3.82。图 3 显示了反射系数从 Γopt 到 Γms 变化时的噪声系数、GA 以及输入和输出 VSWR，在史密斯圆图中沿着一条直线。图 4显示噪声系数、GA 和 VSWR 之间的良好折衷，它们是使用 ΓS=0.614∠160° 和 ΓL=0.627∠106°计算得到的。与最小噪声相比噪声系数增加了 0.24 dB，但 GA 增加了 1.22 dB，输入 VSWR 改善了 40% [即 (VSWR)in=2.28]。所选 Γs 和 ΓL 值的放大器交流原理图如图 5（a） 所示。 微带板布局如图5（b）所示。 电路板材料为 Duroid (εr,=2.23,h =0.031 in.（英寸）)。

图6（a），图6（b）

图6（c），图6（d）

放大器的测量特性如图 6所示。图6， 放大器的特性测量：(a)增益性能； (b) 噪声性能；(c) 输入输出 VSWR 性能；(d) 宽带增益性能。